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電源電路的設計范文第1篇

關鍵詞：開關電源；過壓保護；過流保護；M51995A電源芯片

中圖分類號：TM13 文獻標識碼：A 文章編號：2095-1302（2016）11-0-02

0 引 言

隨著時代的前進與社會的發展，開關電源已逐漸代替傳統的鐵心變壓器電源。開關電源的集成化與小型化正逐步成為發展趨勢[1-3]，開關電源更是在計算機、通信、電器等領域得到廣泛應用[4]。但開關電源系統若無性能良好的保護電路便很容易導致儀器壽命的縮短甚至使儀器受到損壞。由此可見，為了能夠讓開關電源在惡劣環境以及突發故障的情況下安全穩定的工作，保護電路的設計就顯得尤為重要。開關電源的基本結構框圖如圖1所示。

1 M51935AFP開關穩壓芯片簡介

M51995A是一款開關電源初級PWM 控制芯片，專為AC/DC變換設計，芯片功能如表1所列。它主要包括振蕩器、PWM比較、反饋電壓檢測變換、PWM鎖存、過壓鎖存、欠壓鎖存、斷續工作電路、斷續方式和振蕩控制電路、驅動輸出及內部基準電壓等。

M51995A既具有快速輸出和高頻振蕩能力，又具有快速響應的電流限制功能[5]。此外，過流時采用斷續方式工作可以有效保護二次電路。該芯片的主要特征如下：

（1）工作頻率低于500 kHz；

（2）輸出電流能夠達到±2 A；

（3）輸出上升時間為60 s，下降時間為40 s；

（4）起動電流比較小，典型值為90 A；

（5）起動電壓為16 V，關閉電壓為10 V；

（6）起動電壓和關閉電壓的壓差大；

（7）過流保護采用斷續方式工作；

（7）用脈沖方法快速限制電流；

（8）欠壓、過壓鎖存電路。

3 實驗仿真分析

為進一步驗證所設計的開關電源保護電路的工作性能，我們采用計算機仿真軟件MultiSIM對所設計的保護電路做了軟件仿真測試。當電源輸出電壓為60 Hz正弦波、有效值為24 V時，電源保護電路的光耦控制OVP端的信號輸出狀態如圖4所示。

圖4中的仿真結果表明，輸出電壓信號變化控制光耦的導通，從而控制了光耦OVP端的電壓輸出，當電源輸出電壓在0 V-24 V期間時，光耦輸入端沒有電壓信號不導通，OVP端電壓為0，電路處于保護工作狀態；電壓在0+24 V期間時，光耦輸入端有電壓信號作用而導通，OVP端電壓為+5 V，電路處于正常工作狀態。當輸出電壓過高時，OVP端電壓為0，電路處于保護工作狀態。40 V電壓信號的狀態圖如圖5所示。

實驗仿真結果表明，當電源輸出電壓范圍為0+24 V時，開關電源電路正常工作；當電壓為負電壓時，光耦中的二極管反向截止，OVP端電壓為0，開關電源的保護電路工作，電源輸出為0；當輸出電壓高于+24 V時，OVP端電壓為0，開關電源進入保護電路工作狀態，電源輸出0。

4 結 語

本文基于M51995A電源芯片設計了開關電源的過壓和過流保護電路，通過計算機仿真結果表明，該電路設計合理，工作穩定，電路設計可以有效降低電路的復雜程度和成本，能對開關電源電路進行有效保護，從而使電源運行安全可靠，設計完全能滿足系統性能的指標要求。

參考文獻

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[2] 王朕，潘孟春，單慶曉.UC3842應用于電壓反饋電路中的探討[J].電源技術應用，2004（8）：480-483.

[3] 關振源，張敏.基于電流型PWM控制器的隔離單端反激式開關電源[J].電子元器件應用，2005（2）：21-23.

電源電路的設計范文第2篇

【關鍵詞】Multisim 雙電源 仿真分析

LM117/LM317 是美國國家半導體公司的三端可調正穩壓器集成電路，LM117/LM317 的輸出電壓范圍是1.2V至37V，負載電流最大為1.5A。它的使用非常簡單，僅需兩個外接電阻來設置輸出電壓。此外它的線性調整率和負載調整率也比標準的固定穩壓器好。LM117/LM317 內置有過載保護、安全區保護等多種保護電路。通常LM117/LM317 不需要外接電容，使用輸出電容能改變瞬態響應。調整端使用濾波電容能得到比標準三端穩壓器高的多的紋波抑制比。利用LM117/LM317設計出正負連續可調的雙電源，通過實驗測試和軟件仿真，基本上可以滿足絕大多數運算放大器所需要的電壓幅度。

一、MultiSim仿真軟件簡介

MultiSim是一款將電子電路設計及其測試分析相集成的電路設計仿真軟件。它具備信號源、基本元器件、模擬數字集成電路、指示器件、控制部件、機電部件等各類元器件，可以對各類電路進行仿真，并且提供十多種虛擬儀器（如示波器、萬用表、信號發生器、波特圖圖示儀、功率表等），以及18種仿真分析功能（如直流工作點分析、交流分析、瞬態分析、傅里葉分析、噪聲分析、直流掃描分析等）。由于元件庫中有若干個與實際元件相對應的現實性仿真元件模型，配合強大的仿真分析，使結果更精確、更可靠。

二、直流穩壓電源的理論基礎與電路設計原理分析

（一）直流穩壓電源的理論基礎

電子設備都需要穩定的直流電源供電，如基本放大電路中的集電極電源、運算放大器的雙電源等。這樣，就需要將市電電網的交流電，變換為直流電。對于小功率的直流電源，它一般由電源變壓、整流電路、濾波電路和穩壓電路組成。如圖1所示：

（二）直流穩壓電源電路設計的基本原理

電源變壓器的作用時將220V的電網電壓變換成所需要的交流電壓值。

整流電路的作用是將交流降壓電路輸出的大小、方向都變化的電壓較低的交流電轉換成單向脈動直流電。單相整流電路的類型有半波整流、橋式全波整流、中心抽頭全波整流等。

濾波電路的主要任務是將整流后的單向脈動直流電壓中的紋波（單向脈動直流電中含的交流成分）濾除掉，使單向脈動電壓變成平滑的直流電壓。濾波電路的主要元件是電容和電感，以電容濾波電路最常用，其特點是電路簡單，輸出脈動較小，輸出電壓平均值增大，但輸出電壓隨負載變化較大。采用電容濾波時，輸出電壓的脈動程度與電容器的放電時間常數τ有關系，τ大一些，脈動就小一些，多采用大容量的電解電容。電容的耐壓值應大于它實際工作時所承受的最大電壓，耐壓值一般取所接工作電路電壓的1.5-2倍。為了降低輸出直流電壓的紋波系數（輸出電壓中交流分量占額定輸出直流電壓的百分比），正、負電源的濾波電路均采用一個1000μF/50V的電解電容。

濾波電路的輸出電壓雖已變得平滑，但輸出電壓隨負載變化較大，后面需接穩壓電路。穩壓電路的作用是當交流電源電壓波動、負載及溫度變化時，維持輸出穩定的直流電壓。穩壓電路的類型有分立元件穩壓和集成穩壓器穩壓，分立元件穩壓時，電路穩定性不好，而集成穩壓器穩壓具有體積小、電路簡單、穩壓精度高，可靠性高等優點，被廣泛采用。選擇集成穩壓器時應先確定穩壓器的類型，是固定式還是可調式，是正壓輸出還是負壓輸出，然后根據其額定電壓和額定電流選擇具體型號。

三、LM317、LM337正負連續可調的雙電源的仿真分析

運行Multisim10，在繪圖編輯器中選擇變壓器、整流二極管、電阻、電容、電位器、三端可調穩壓塊LM317、LM337等元件，組成LM317、LM337正負連續可調的雙電源電路。

調整電位器R5、R6，可以連續調節輸出電壓的大小。

其仿真的電路用波形如下圖所示。

四、結束語

應用Multisim10仿真軟件進行仿真教學，設計的雙直流穩壓電源的電路具有結構簡單、電源利用效率高、輸出電壓噪聲小、穩定精度高、可靠性高等特點，可以滿足高精度形狀測量儀的電感測頭信號處理電路中運算放大器的高穩定性的雙電源需求，增強整個測量系統的工作穩定性，最大限度地減小電源引起的測量誤差，提高測量精度。在課堂上使模擬電子技術教學更形象、靈活，更貼近工程實際，達到幫助學生理解原理，更好地掌握所學的知識的目的。尤其適用于綜合設計性實驗項目，可有效克服傳統實驗與實驗室開放的局限。通過對雙直流穩壓電源的分析設計、仿真測試可以看出，利用Multisim的虛擬電子實驗平臺，能實時直觀地反映電路設計的仿真結果，驗證電路正確性，可縮短設計周期，提高設計成功率。

學生可據所學知識和能力，自選實驗內容，自行設計電路方案，進行電路分析，從而掌握電子電路的設計與仿真分析過程，對提高學生動手能力和分析問題、解決問題的能力、綜合設計能力和創新能力，具有重要的意義。

參考文獻：

電源電路的設計范文第3篇

關鍵詞：光伏發電系統；DC/DC仿真；DC/AC仿真

DOI：10.16640/ki.37-1222/t.2016.24.142

獨立型光伏發電系統系統結構如圖1所示，主要有太陽電池組件（方陣）、控制器、儲能蓄電池（組）、直流/交流逆變器等部分組成。光伏陣列發出的直流電通過器將其逆變為交流電供給負載，蓄電池將光伏陣列在白天發出的電能存儲起來，并在夜間和陰雨天給負載供電。

1 獨立型光伏發電系統構成

1.1 光伏電池組

光伏電池板又稱太陽能電池板 Solar panel，是由若干個太陽能電池組件按一定方式組裝在一塊板上的組裝件，通常作為光伏方陣的一個單元。通常做法是把片單體多晶硅電池串聯在一起。在實際應用時，根據負載要求，自由組合組件達到輸出功率的條件。

1.2 蓄電池組

蓄電池組是用電氣方式連接起來的用作能源的兩個或者多個單體蓄電池。白天太陽光照射到太陽能組件上，使太陽能電池組件產生一定幅度的直流電壓，把光能轉換為電能，再傳送給智能控制器，經過智能控制器的過充保護，將太陽能組件傳來的電能輸送給蓄電池進行儲存。

1.3 控制器

蓄電池充放電過程需要控制器來調節。光伏控制器是用于太陽能發電系統中，控制多路太陽能電池方陣對蓄電池充電以及蓄電池給太陽能逆變器負載供電的自動控制設備。

1.4 逆變器

逆變器是一種由半導體器件組成的電力調整裝置，主要用于把直流電力轉換成交流電，一般由升壓回路和逆變橋式回路構成。升壓回路把太陽電池的直流電壓升壓到逆變器輸出控制所需的直流電壓；逆變橋式回路則把升壓后的直流電壓等價地轉換成常用頻率的交流電壓。

2 獨立光伏發電系統逆變電源的要求

要求具有較高的效率。由于目前太陽電池的價格偏高，為了最大限度地利用太陽能電池，提高系統效率，必須設法提高逆變電源的效率。 要求具有較高的可靠性。目前光伏發電系統主要用于邊遠地區，許多電站無人值守和維護，這就要求逆變電源具有合理的電路結構，嚴格的元器件篩選，并要求逆變電源具備各種保護功能，如輸入直流極性接反保護，交流輸出短路保護，過熱，過載保護等。同時，逆變電源的輸出應為失真度較小的正弦波。

3 單相獨立型光伏發電系統逆變電源主電路仿真

3.1 DC/DC變流電路仿真

直流升降壓斬波電路仿真模型如圖2所示，直流電源電壓為100V，負載為帶有電容濾波的電阻負載，電阻為2Ω ，濾波電容為1000μF 。開關采用IGBT，驅動信號由“Pulse Generator”環節產生，驅動信號頻率為1000Hz，占空比為50%。此時電路的仿真波形為圖3所示。

三幅波形中波形依次為驅動信號、負載電流、負載電壓，此時電路已接近穩態。

3.2 DC/AC逆變電路仿真

單相全橋逆變電路仿真模型如圖4所示，直流電源電壓為100V，負載為電阻電感負載，電阻為1Ω，電感為0.01H，開關采用MOSFET，逆變器工作頻率為50Hz，驅動信號由兩個“Pulse Generator”環節產生，占空比為49.5%。此時電路的仿真波形為圖5所示。

三幅波形中波形依次為負載電流、負載電壓和開關管1的電壓和電流，此時電路已接近穩態。

電源電路的設計范文第4篇

關鍵詞： 星載電源； 多路輸出開關電源； 小型化設計； 電路設計

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）20?0145?03

Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter

ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo

（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）

Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.

Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design

隨著我國航天事業的發展，衛星有效載荷的數量和種類越來越多，勢必要求與之相配套的開關電源的體積和重量進一步減小。因此，開關電源的小型化設計成為目前星載開關電源研究的一個熱門課題。眾所周知，開關電源的小型化可以從優化電路設計和采用新工藝兩個方面入手，例如采用混合厚膜工藝可以大幅度地減小電源的體積和重量，但國產混合厚膜開關電源在航天領域目前還處在推廣中，主要是其抗輻照性能對于高軌長壽命衛星來說存在著一定的局限性。因此，采用表貼工藝的開關電源在航天領域依然具備廣闊的市場。這就要求必須在電路設計上進行優化，以滿足星載開關電源小型化的要求。本文介紹一種多路輸出開關電源，它采用不同拓撲組合的方式，能夠滿足星上大部分中小功率設備的供電需求。

1 星載多路輸出開關電源的幾種設計方案

1.1 單端反激式多路輸出開關電源

圖1所示單端反激式多路輸出開關電源的設計思路是：考慮到星載開關電源的磁隔離要求，采取前級自持預穩壓，后級各路輸出進行二次穩壓的方式。反激式拓撲的特點是電路結構簡單，易于實現多路輸出。如果不采用二次穩壓，次級各路輸出的電壓和負載穩定度不會優于±3%，很難滿足星上大部分用電設備的需求，因此，常常會在輸出端進行二次穩壓。常用的方法是采用三端穩壓器進行二次穩壓，這樣輸出各路電壓穩定度優于±1%，能夠滿足星上用電設備的需求，采用三端穩壓器進行二次穩壓的另一個優點是如果用電設備對低頻干擾比較敏感，那么輸出后級采用三端穩壓器進行二次穩壓還能有效隔離輸入端引入的低頻干擾，保證用電設備正常工作[1]。但是單端反激式多路輸出開關電源同樣有它的局限性，如果其中某一路輸出電流比較大，后級采用三端穩壓器進行二次穩壓會造成很大的功耗，從而降低了電源的轉換效率，進而影響了電源的工作壽命。

1.2 單端正激式多路輸出開關電源

圖2所示單端正激式多路輸出開關電源的設計思路是：主路輸出采用閉環直接反饋控制，輔輸出采用磁鏈耦合技術以改善輔路輸出的電壓和負載穩定度。設計上一般主路輸出功率比較大，輔路輸出功率相對比較小，即便如此輔路輸出的電壓和負載穩定度也不會優于±5%，而且輔路輸出的功率越大，輔路輸出的穩定度也越差。這種方案一般設計成3路電源，路數再多輔路輸出的穩定度就無法接受了。總體上單端正激式多路輸出開關電源輔路輸出負載和電壓穩定度要比單端反激式多路輸出開關電源各路輸出負載和電壓穩定度差。

圖1 單端反激式多路輸出

圖2 單端正激式多路輸出開關電源

1.3 單端反激和單端正激相結合的多路輸出開關電源

從圖3可以看出電源由反激拓撲和正激拓撲組成，考慮到電源小型化的需求，電源共用一個消浪涌電路和輸入濾波電路。反激電路組成三路小電流輸出，后級各路輸出通過三端穩壓器進行進一步穩壓，反激主變壓器上繞制的兩個輔助繞組的輸出電壓給正激電路的PWM芯片供電，由于反激電路采取了前級預穩壓，同時給PWM芯片供電的負載電流比較小（小于100 mA）。因此反激主變壓器上的兩個輔助繞組給PWM芯片的供電電壓非常穩定，能夠滿足在不同條件下PWM芯片的供電要求。這種方案既滿足了星用開關電源的磁隔離要求，又避免了方案（1）中大負載電流下使用三端穩壓器進行二次穩壓造成的功耗過大的問題，同時也解決了方案（2）中的輔路輸出穩定度不高的問題。最大的優點是這種方案不受路數上的限制，設計上可以把小電流各路全部在單端反激中輸出，大電流各路從單端正激中輸出。本文設計了一款五路輸出電源，其中18.5 V，±14.5 V負載電流小于1 A從三路反激電源中出；7.5 V，5.5 V負載電流比較大從正激電源中出，它們的PWM芯片供電電壓都是從三路反激電源的輔助繞組中輸出的。

2 關鍵電路參數設計

技術指標如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉換效率≥78%。

圖3 單端反激和正激相結合的多路輸出開關電源

2.1 變壓器的設計

電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設計，反激變換器的特點是當主功率開關管導通時變壓器原邊電感存儲能量，負載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當關斷時，變壓器原邊電感的能量將會傳送到副邊負載和它的濾波電容處，以補償濾波電容在開關導通狀態下消耗的能量[6]。具體設計如下：由于鐵氧體材料有很好的儲能和抑制信號傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級線圈的峰值電流為：

[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）

式中：[Uimin]為變壓器初級輸入的最小直流電壓；T為開關電源周期；[Tonmax]為開關管導通時間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。

初級線圈的電感為：

[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）

初級繞組的匝數為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）

式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應強度。

初次級繞組匝數比為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）

式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級輸出電壓。

次級繞組匝數為：

[n12=NpNs] （5）

變壓器氣隙為：

[Ig=μrN2pScLp] （6）

式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數為9匝；±14.5 V時匝數為7匝。給PWM芯片供電的兩個輔助繞組的匝數為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。

正激電路變壓器的設計同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級繞組匝數為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）

式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。

次級繞組匝數為：

[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）

式中[Dmax]為最大占空比。

按照式（7）～（8）計算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導線電流密度取7～8 A/mm2。

2.2 輸出濾波電路的設計

反激變換器由于其主變壓器初級充當了儲能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。

[C≥5TsU08UoppR] （9）

式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負載電阻，工程實際中還需要考慮電源的ESR值。

按照式（9）計算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續狀態其輸出紋波電壓小，工作在非連續狀態其輸出紋波電壓大。設計上一般將額定輸出電流的設定為電感連續和非連續工作狀態的臨界點，得到輸出差模電感的計算公式為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）

按照式（10）計算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。

2.3 關鍵點波形和數據

表1列出了反激電路兩個輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負載變化下的電壓值。

表1 不同輸入電壓負載一定下的電壓值 V

表2 輸入電壓一定負載變化下的電壓值 V

圖4 額定輸入下反激電路主開關管漏源波形

圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關管漏源波形

3 結 論

本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關電源，不僅有效地解決了傳統星用開關電源的一些弊病，同時在電源的小型化設計上具備一定的優勢，在星用開關電源的應用上具備廣闊的前景。

圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關管漏源波形

參考文獻

[1] PRESSMAN A L.開關電源設計[M].王志強，譯.北京：電子工業出版社，2005.

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[3] 戶川治郎.實用電源電路設計[M].北京：科學出版社，2005.

[4] 甘久超，謝運祥，顏凌峰.DC/DC變換器的多路輸出技術綜述[J].電工技術雜志，2002（4）：1?4.

電源電路的設計范文第5篇

引言

設計一個具有良好動態和靜態性能的開關電源時，控制環路的設計是很重要的一個部分。而環路的設計與主電路的拓撲和參數有極大關系。為了進行穩定性分析，有必要建立開關電源完整的小信號數學模型。在頻域模型下，波特圖提供了一種簡單方便的工程分析方法，可用來進行環路增益的計算和穩定性分析。由于開關電源本質上是一個非線性的控制對象，因此，用解析的辦法建模只能近似建立其在穩態時的小信號擾動模型，而用該模型來解釋大范圍的擾動（例如啟動過程和負載劇烈變化過程）并不完全準確。好在開關電源一般工作在穩態，實踐表明，依據小信號擾動模型設計出的控制電路，配合軟啟動電路、限流電路、鉗位電路和其他輔助部分后，完全能使開關電源的性能滿足要求。開關電源一般采用Buck電路，工作在定頻PWM控制方式，本文以此為基礎進行分析。采用其他拓撲的開關電源分析方法類似。

1 Buck電路電感電流連續時的小信號模型

圖1為典型的Buck電路，為了簡化分析，假定功率開關管S和D1為理想開關，濾波電感L為理想電感（電阻為0），電路工作在連續電流模式（CCM）下。Re為濾波電容C的等效串聯電阻，Ro為負載電阻。各狀態變量的正方向定義如圖1中所示。

S導通時，對電感列狀態方程有

L(dil/dt)=Uin－Uo    （1）

S斷開，D1續流導通時，狀態方程變為

L(dil/dt)=－Uo    （2）

    占空比為D時，一個開關周期過程中，式（1）及式（2）分別持續了DTs和（1－D）Ts的時間（Ts為開關周期），因此，一個周期內電感的平均狀態方程為

L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo   （3）

穩態時，=0，則DUin=Uo。這說明穩態時輸出電壓是一個常數，其大小與占空比D和輸入電壓Uin成正比。

由于電路各狀態變量總是圍繞穩態值波動，因此，由式（3）得

L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo')    （4）

    式（4）由式（3）的穩態值加小信號波動值形成。上標為波浪符的量為波動量，d為D的波動量。式（4）減式（3）并略去了兩個波動量的乘積項得

L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo'    （5）

由圖1，又有

iL=C(duc/dt)＋Uo/R0    （6）

Uo=Uc＋ReC(duc/dt)    （7）

式（6）及式（7）不論電路工作在哪種狀態均成立。由式（6）及式（7）可得

iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt))    （8）

式（8）的推導中假設Re<<Ro。由于穩態時dil/dt=0，dUo/dt=0，由式（8）得穩態方程為iL=Uo/Ro。這說明穩態時電感電流平均值全部流過負載。對式（8）中各變量附加小信號波動量得

式（9）減式（8）得

iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(dUo/dt))    （10）

將式（10）進行拉氏變換得

iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1+sCRo)/(1+sCRe)]    (11)

(s)=（11）一般認為在開關頻率的頻帶范圍內輸入電壓是恒定的，即可假設=0并將其代入式（5），將式（5）進行拉氏變換得

sLiL'(s)=d(s)Uin－Uo'(s)    （12）

由式（11），式（12）得

Uo'(s)/d(s)=Uin[(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]    （13）

iL'(s)/d(s)=[(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]·Uin/Ro    （14）

式(13)，式(14)便為Buck電路在電感電流連續時的控制－輸出小信號傳遞函數。

2 電壓模式控制（VMC）

電壓模式控制方法僅采用單電壓環進行校正，比較簡單，容易實現，可以滿足大多數情況下的性能要求，如圖2所示。

圖2中，當電壓誤差放大器（E/A）增益較低、帶寬很窄時，Vc波形近似直流電平，并有

D=Vc/Vs    （15）

d=Vc'/Vs    （16）

式（16）為式（15）的小信號波動方程。整個電路的環路結構如圖3所示。圖3沒有考慮輸入電壓的變化，即假設Uin=0。圖3中，（一般為0）及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號波動；KFB=UREF/Uo，為反饋系數；誤差e為輸出采樣值偏離穩態點的波動值，經電壓誤差放大器KEA放大后，得；KMOD為脈沖寬度調制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR為主電路增益，KPWR=/d=Uin；KLC為輸出濾波器傳遞函數，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。

    在已知環路其他部分的傳遞函數表達式后，即可設計電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個零點和兩個諧振極點，因此，一般將E/A設計成PI調節器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除穩態誤差，一般取為KLC零極點的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開環增益以－20dB/十倍頻穿越0dB線，相角裕量略小于90°。

VMC方法有以下缺點：

1）沒有可預測輸入電壓影響的電壓前饋機制，對瞬變的輸入電壓響應較慢，需要很高的環路增益；

2）對由L和C產生的二階極點（產生180°的相移）沒有構成補償，動態響應較慢。

VMC的缺點可用下面將要介紹的CMC方法克服。

3 平均電流模式控制（AverageCMC）

平均電流模式控制含有電壓外環和電流內環兩個環路，如圖4所示。電壓環提供電感電流的給定，電流環采用誤差放大器對送入的電感電流給定（Vcv）和反饋信號（iLRs）之差進行比較、放大，得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進行比較，最后即得控制占空比的開關信號。圖4中Rs為采樣電阻。對于一個設計良好的電流誤差放大器，Vc不會是一個直流量，當開關導通時，電感電流上升，會導致Vc下降；開關關斷，電感電流下降時，會導致Vc上升。電流環的設計原則是，不能使Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，兩者斜率相等時就是最優。原因是：如果Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，會導致Vc峰值超過Vs的峰值，在下個周波時Vc和Vs就可能不會相交，造成次諧波振蕩。

采用斜坡匹配的方法進行最優設計后，PWM控制器的增益會隨占空比D的變化而變，如圖5所示。

當D很大時，較小的Vc會引起D較大的改變，而D較小時，即使Vc變化很大，D的改變也不大，即增益下降。所以有

d=DV'/Vs    （17）

不妨設電壓環帶寬遠低于電流環，則在分析電流環時Vcv為常數。當Vc的上升斜率等于三角波斜率時，在開關頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為

GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs    （18）

GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs)    （19）

高頻下，將式（14）分子中的“1”和分母中的低階項忽略，并化簡，得

iL'(s)=[d(s)Uin]/sL    （20）

由式（17）及式（20）有

(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs)    （21）

將式（19）與式（21）相乘，得整個電流環的開環傳遞函數為

(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s    （22）

圖7

    將s=2πfc代入上式，并令上式等于1時，可得環路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此，可將電流環等效為延時時間常數為一個開關周期的純慣性環節，如圖6所示。顯然，當電流誤差放大器的增益GCA小于最優值時，電流響應的延時將會更長。

GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個高頻極點，以使fs以后的電流環開環增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環的抗干擾能力。低頻下一般要加一個零點，使電流環開環增益變大，減小穩態誤差。

整個環路的結構如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前。可見相對VMC而言（參見圖3），平均CMC消除了原來由濾波電感引起的極點（新增極點fs很大，對電壓環影響很小），將環路校正成了一階系統,電壓環增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環設計變得更加容易。

4 峰值電流模式控制（PeakCMC）

平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時顯得不太方便，因此，實踐中經常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過電壓比較器進行比較后，直接得到開關管的關斷信號（開通信號由時鐘自動給出），因此，電壓環的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。

    峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經濾波后即負載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿載時電感電流在導通期間的電流增量設計為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5％，負載越輕誤差越大，特別是進入不連續電流（DCM）工作區后誤差將超過100％，系統有時可能會出現振蕩現象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環開環增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環開環增益只能保持在10以內不變（峰值電流和平均值之間的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿載場合。

峰值CMC的缺點還包括對噪音敏感，需要進行斜坡補償解決次諧波振蕩等問題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優點，且容易通過脈沖電流互感器等簡單辦法復現電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應用。