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1引言

眾所周知，永磁同步電動機（PermanentMagneticSynchronousMotor，PMSM）無位置傳感器控制已成為一個重要的研究方向，低速和零速下無位置傳感器運行是PMSM無傳感器技術的關鍵與難點[1-7]。

近年來，高頻信號注入法成為了解決該問題的研究熱點之一[8-12]。它是利用電動機物理結構的凸極特性或電動機定子電感的飽和特性，通過向電動機內注入特定頻率的信號來跟蹤電動機的凸極位置。該類方法對電動機參數的變化較不敏感，具有良好的魯棒性，能夠較好的實現低速和零速狀態下的電動機轉子位置估計。

通常，按注入的高頻信號方式不同可分為旋轉高頻電壓信號、旋轉高頻電流信號和脈振高頻電壓信號[13-15]。旋轉高頻電壓（電流）信號注入法是在兩相靜止坐標系中注入高頻電壓（電流）信號實現，檢測電動機中對應的電流（電壓）響應來獲取轉子位置，但是，它們適用于具有固有凸極特性的內埋式永磁同步電動機（InteriorPermanentMagneticSynchronousMotor，IPMSM）[16]。為了實現表貼式永磁同步電動機（SurfacemountedPermanentMagneticSynchronousMotor，SPMSM）低速無位置傳感器控制，有學者在旋轉高頻信號注入法基礎之上，提出了脈振高頻電壓信號注入法[17]。它是在估計的同步旋轉坐標系直軸上注入高頻正弦電壓信號，利用電感飽和現象獲得有效的凸極特性來實現轉子位置估計，可用于無凸極性的SPMSM。

本文在深入研究了脈振高頻電壓注入法的基礎上[18]，從SPMSM的高頻模型出發，利用電感飽和效應，提出了一種新型的脈振高頻電流注入的低速無位置傳感器控制方法。該方法在估計的同步旋轉坐標系直軸上持續注入高頻電流信號，通過檢測交軸電流環PI調節器的輸出電壓量，無需額外增加電壓傳感器和低通濾波環節，獲得與轉子位置誤差相關的信號，從而實現轉子位置的估計。該方法相較于脈振高頻電壓信號注入法，不僅省去了電流反饋中的兩個低通濾波器，系統更簡單；而且，估計系統的穩定性不受電動機定子繞組電阻、電感值變化以及注入信號頻率不同的影響，穩定性更高。仿真與實驗結果表明，采用脈振高頻電流注入無位置傳感器控制的SPMSM可實現在零速和低速下的正確運行。

2SPMSM的數學模型

假設磁場在空間呈正弦分布，在不計磁滯和渦流損耗影響條件下，采用id=0轉子磁場定向控制。此時，在同步旋轉坐標系dq下的電壓方程式中，ud、uq分別為d、q軸電壓；id、iq分別為d、q軸電流；Ld、Lq分別為d、q軸電感；Rs為定子電阻；f為永磁體與定子交鏈的磁鏈；為轉子的電角速度；p為微分算子。

在零速或低速時，可忽略式（1）中交叉耦合項和反電勢部分。則dq坐標系下的電壓方程可簡化為式中，Zd、Zq分別為d、q軸的阻抗。

對于SPMSM而言，交、直軸電感相等，為隱極性電動機。但是，在電動機設計時，通常情況下，會將直軸磁路設計接近飽和點，如圖1所示，其中，if為永磁體等效勵磁電流，對應A點為直軸磁路的工作點。不難看出，如果對直軸電流進行控制，通入正弦電流，當為正半周時，永磁體磁通方向和直軸電流方向一致，向著圖1中C點方向，磁路出現飽和現象，直軸電感值減小，并小于交軸電感值，對外呈現磁飽和凸極效應，使得SPMSM在外界電流激勵下也能夠具有凸極性。據此，本文提出了基于脈振高頻電流注入法的無位置傳感器控制。

3脈振高頻電流注入法

定義估計位置誤差為實際位置、估計位置和估計位置誤差三者的關系如圖2所示。圖2中，dq為實際的同步旋轉坐標系，dq為估計的同步旋轉坐標系，為實際兩相靜止坐標系。則有如下關系式結合式（2）～式（5），可推得如下的關系式由式（7）可以看出du、qu中均含有與的量。

為能準確方便地提取，可在dq軸系中注入如下高頻電流信號其中，Im為注入直軸的電流信號的幅值，h入信號的角頻率。則在dq軸系上的高頻電壓響應為當=0時，估計的同步旋轉坐標系與實際的同步旋轉坐標系一致時，由于只在估計的d軸上注入電流信號，因此，qhqhii0，注入的高頻電流信號不會產生轉矩脈動，從而保證了該方法良好的控制性能。

由式（9）qhu表達式可以看出，若能將qhu調節到零，就可使得恒為零。

將qhu與cosht乘法后經過低頻濾波器（LPF），此時得到如下信號構建如圖3a所示的估計系統結構圖，通過PI調節使得fc()→0，PI調節器輸出為估計轉子位置角。

對圖3a進行適當的調整，并增加由估計位置微分得到轉速信號的環節，如圖3b所示。為了避免轉速獲取過程中出現微分環節，可將PI調節器改為單積分調節器，進一步簡化上述調節系統，如圖3c所示，其中ki＞0，為積分系數。

圖3c為設計的最終估計系統圖，由于L＜0，可知圖3c中hLImh＜0，因此，該估計系統為穩定的負反饋系統。

根據上述分析，采用脈振高頻電流注入的spmsm無位置傳感器控制方法的調速系統結構框圖如圖4所示。

4仿真與實驗結果分析

4.1仿真結果分析

為驗證所提出的方法對轉子位置檢測的正確性和實現無位置傳感器控制運行的可行性，本文對該方法進行了低速和零速時仿真研究。

SPMSM主要參數：額定電流為6.2A，額定轉速為3000r/min，極對數為4，Rs=1.5，Ld=Lq=0.45mH。注入的高頻電流頻率選取1kHz，其幅值為0.5A，估計系統中ki取值為100。

圖5給出了初始位置為30°（電角度），電動機運行在零速時的轉子位置估計位置和位置誤差的波形。可以看到30ms后估計位置跟蹤上了實際位置，誤差趨于0°。圖6為初始位置為0°時，電動機由靜止起動到60r/min，2.5s后轉速給定突變為30r/min過程中的轉子位置估計位置與實際位置以及估計轉速n與實際轉速n的波形。仿真結果表明，在轉子初始位置檢測、起動、恒速運行和變速情況下，位置估計都獲得了較好的控制效果。

在運用脈振高頻信號注入法時，由于不同電動機存在相繞組電阻值和電感值的差異、同一臺電動機在運行過程中參數的變化以及所選擇注入信號頻率的不同，都會使得電動機的高頻阻抗發生變化。

因此，有必要分析高頻阻抗變化對所提的方法的影響。為了便于說明，下文給出了高頻阻抗變化對脈振高頻電壓注入法和本文所提方法的對比分析。

本文作者在文獻[18]中對脈振高頻電壓信號注入法進行了深入的研究，其中式（10）和式（11）給出用于位置與轉速估計系統的誤差調節量f為對比于本文所提方法中相應的估計系統誤差調節量fc()，如式（11）所示。

假設為任一恒定值，不難看出，當高頻阻抗發生變化時，脈振高頻電壓信號注入法隨著高頻阻抗的變化，有可能引起式（12）中cos(d+q)項正負變化，使得fΔ存在著正負極性變化的可能，這將導致估計系統由最初設計的穩定的負反饋系統變為不穩定的正反饋系統，最終導致位置與轉速估計失敗。但是，本文所提方法，當高頻阻抗變化，fc()不會發生正負極性的改變，只會引起幅值的變化，系統仍為穩定的負反饋系統。因此，本文所提方法相較于脈振高頻電壓信號注入法，具有更強的系統穩定性。

以電動機相繞組電阻發生變化的情況為例，進行了對比仿真分析。圖7a、圖7b分別為電動機相繞組電阻變化對兩種方法穩定性的影響。

圖7中，Rs=(1.5+0.5t)依照變化，保持不變，為/4。比較圖7a中的f及圖7b中的fc()項，可以看出，在脈振高頻信號注入法中，隨著電阻的變化，f會穿越一次零點，這將導致估計系統從最初設計的穩定的負反饋系統變成不穩定的正反饋系統。而在所提的方法中，隨著電阻的變化，fc()保持恒定，確保了估計系統的穩定性。

4.2實驗結果分析

本文采用了以DSP控制的SPMSM系統，對所提出的脈振高頻電流注入法進行了實驗研究。

SPMSM無位置傳感器控制系統的系統硬件框圖如圖8所示。光電碼盤及其信號處理部分（圖8中的虛線部分）僅為了獲取電動機轉子的實際位置和速度，以衡量所提方法的準確性，不參與系統的控制。

圖9給出了在估計旋轉坐標系下的直軸電流給定與反饋波形。在估計直軸注入的高頻電流幅值為0.5A，頻率為1kHz。反饋電流能較好的跟蹤給定值，實現高頻電流信號注入。

圖10為零速下轉子位置估計的波形。可以看出，此時電動機轉子的實際位置在30°，估計的位置能夠由初始值0°迅速收斂到實際轉子位置所在值，所需時間約為30ms。

圖11~圖13為不同轉速下的無位置傳感器運行的實驗波形。圖11所示為給定轉速60r/min時，A、B相電流以及估計位置與轉速波形。可以看出，此時的電流波形中含有高頻諧波，速度反饋能夠較好地跟蹤給定值。圖12給出了電動機由靜止起動到90r/min時的實驗波形。估計轉速能夠反映出實際的轉速，并且跟蹤給定值。表明該方法能夠實現于零速和低速范圍內的無位置傳感器控制。圖13為轉速由60r/min階躍至30r/min的位置與速度波形。由圖可見，無論電動機處于正轉或是反轉，估計位置與轉速與實際值基本一致，實現了無位置傳感器低速下的控制。

5結論

本文對所提出的脈振高頻電流注入的SPMSM無位置傳感器控制方法進行了理論分析、仿真和實驗研究。結果表明，該方法沒有增加硬件成本，能夠有效地檢測轉子位置，在零速、低速和轉速突變情況下都能正確運行，實現位置與轉速估計。相較于脈振高頻電壓注入法，其優點在于：系統構成更簡單，運行更可靠。