電源紋波測試方法
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電源紋波測試方法范文第1篇
1.引言
開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，紋波系數通常要大一些，但是紋波系數又是開關電源的一項重要指標，如果紋波大就會影響電子電路的正常工作，出現信號源的不純凈，放大器噪聲與過載等問題。本文針對開關電源的紋波進行研究，并提出抑制開關電源紋波的方法。
2.開關電源的原理
開關穩壓電源的核心是電壓深度負反饋的脈沖寬度調制器，功率器件工作于開關狀態，因此功率低，效率高。開關電源因省去了笨重的工頻變壓器而使體積和重量都有不同程度的減少和減輕，被廣泛地應用在許多輸出電壓、輸出電流較為穩定的場合，開關電源的主電路圖如圖1。
圖1開關電源主電路圖
由電路圖可以看出，市電經整流濾波后變為311V高壓，經K1K4功率開關管有序工作后，變為脈沖信號加至高頻變壓器的初級，脈沖的高度始終為311V。當K1、K4開通時，311V高壓電流經K1正向流入主變壓器初級，經K4流出，在變壓器初級形成一個正向脈沖，同理，當K2、K3開通時，311V高壓電流經K3反向流入主變壓器初級，經K2流出，在變壓器初級形成一個反向脈沖。由于開關電源的工作原理，使其紋波噪聲不可避免，而開關電源發展的重要方向是高頻、高可靠、低紋波。為了抑制干擾紋波，減少在感應回路中的電壓，防止電源紋波影響下一級電路的性能有必要先分析一下開關電源紋波產生的原因。
3.開關電源紋波產生的原因
我們最終的目的是要把輸出紋波降低到可以忍受的程度，達到這個目的最根本的解決方法就是要盡量避免紋波的產生，隨著SWITCH的開關，電感L中的電流也是在輸出電流的有效值上下波動的。所以在輸出端也會出現一個與SWITCH同頻率的紋波，一般所說的紋波就是指這個。
另外，SWITCH一般選用雙極性晶體管或者MOSFET，不管是哪種，在其導通和截止的時候，都會有一個上升時間和下降時間。這時候在電路中就會出現一個與SWITCH上升下降時間的頻率相同或者奇數倍頻的噪聲，一般為幾十兆赫。
如果是AC／DC變換器，除了上述兩種紋波（噪聲）以外，還有AC噪聲，頻率是輸入AC電源的頻率，為50～60Hz左右。還有一種共模噪聲，是由于很多開關電源的功率器件使用外殼作為散熱器，產生的等效電容導致的。
4.開關電源紋波抑制方法
對于開關電源紋波，理論上和實際上都是一定存在的。為了實現開關電源的低紋波輸出，對低頻電源噪聲必須采取濾波措施；對于高頻噪聲，開關電源需要依靠功率器件對輸入直流電壓進行高頻變脈寬波斬波而后整流濾波實現穩壓輸出的。受功率器件開關損耗的限制，電源的開關頻率一般取20KHz-100KHz，開關頻率越高，電感電容越大，則輸出波紋越小。在其輸出端含有與斬波頻率同頻的高噪聲，其大小主要和開關電源的開關頻率及輸出濾波器的結構和參數有關。下面我們提出抑制或減少電源紋波的有效方法：
1．加大電感和輸出電容濾波
根據開關電源的公式，電感內電流波動大小和電感值成反比，輸出紋波和輸出電容值成反比。所以加大電感值和輸出電容值可以減小紋波。
同樣，輸出電容Co與紋波電壓Vp_p的關系：Co=Ipk（Ton+Toff）/8Vripple（p_p），可以看出，加大輸出電容值可以減小紋波。通常的做法，對于輸出電容，使用鋁電解電容以達到大容量的目的。但是電解電容在抑制高頻噪聲方面效果不是很好，而且等效串聯電阻（ESR）也比較大，所以會在它旁邊并聯一個陶瓷電容，來彌補鋁電解電容的不足。同時，開關電源工作時，輸入端的電壓Vin不變，但是電流是隨開關變化的。這時輸入電源不會很好地提供電流，通常在靠近電流輸入端，并聯電容來提供電流。
2．二級濾波，再加一級LC濾波器。
LC濾波器對噪紋波的抑制作用比較明顯，根據要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容構成濾波電路，一般能夠很好的減小紋波。但是這種情況下需要考慮反饋比較電壓的采樣點。采樣點選在LC濾波器之前，輸出電壓會降低。因為任何電感都有一個直流電阻，當有電流輸出時，在電感上會有壓降產生，導致電源的輸出電壓降低，而且這個壓降是隨輸出電流變化的。
采樣點選在LC濾波器之后，這樣輸出電壓就是我們所希望得到的電壓，這樣的缺點是在電源系統內部引入了一個電感和一個電容，有可能會導致系統不穩定。
3．開關電源輸出之后，接低壓差線性穩壓器（LDO）濾波。
這是減少紋波和噪聲最有效的辦法，輸出電壓恒定，不需要改變原有的反饋系統，但也是成本最高，功耗最高的辦法。任何一款LDO都有一項指標：噪音抑制比。對幾百千赫的開關紋波，LDO的抑制效果非常好。但在高頻范圍內，該LDO的效果就不那么理想了。
4．正確合理的印制電路板（PCB）布線
開關電源PCB排版是開發電源產品中的一個重要過程。
對減小紋波，開關電源的PCB布線也非常關鍵，許多情況下，一個在紙上設計得非常完美的電源可能在初次調試時無法正常工作，原因是該電源的PCB排版存在著許多問題。開關電源的紋波太大，或者開關電源產生的電磁干擾影響到其電子產品的正常工作，所以正確合理的電源PCB排版就變得非常重要。注意PCB的布局、布線和接地，可以減少開關電源波紋。
在選用濾波元件時，一般只說要滿足脈動要求，在安裝尺寸容許的前提下，采用較大的L較小的C或采用較小的L較大的C均可。但是在實際中需要考慮輸出電壓沖擊值及其動態響應特征，電感量愈大，沖擊值越大，動態響應也越大。
濾波器的計算式復雜的，在設計中，常常是按照一定的范圍選取L和C，通過在線路中試驗，測試各項指標，并根據測試值修正元件值，以選取合適的元件，電容器要選高頻性能好的無感聚苯乙烯電容、陶瓷電容、鋁電解電容等。
5.結束語
開關電源由于功耗小效率高，體積小，重量輕，穩壓范圍廣，電路形式靈活等特點，廣泛地應用于計算機、通信等各類電子設備。本文提出的抑制開關電源波紋方法我們在設計開關電源的時都有研究及使用，這些方法有各自的優缺點，選擇合適的方法關鍵是根據自己的設計要求，比如產品體積，成本，開發周期等。
參考文獻
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電源紋波測試方法范文第2篇
關鍵詞：高速數字信號處理；DSP+FPGA；系統電源
中圖分類號：TN702 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2013）07-1678-04
1 概述
現代信號處理對信號處理的實時性要求越來越高，實時信號處理系統具有更快的處理速度和更大的數據吞吐率，往往處理器要求達到每秒幾十，甚至幾百億次運算，這使得單個處理器無能為力，很多數字波束（DBF）雷達系統中都引入了并行計算系統，采用了多處理器并行處理技術。多處理器并行處理高速數字信號處理板上大部分電路是高速數字電路，電源對邏輯電路影響主要集中在電源的響應帶寬和紋波電壓上。高速數字邏輯器件在狀態轉換瞬間需要吸收較大電流，容易導致供電電壓下降，電源的帶寬足夠寬時可以獲得更快的反應速度，避免因為電源電壓的波動導致的邏輯錯誤；紋波電壓是穩壓源電壓輸出的波動，紋波電壓會引起數字信號的邊緣抖動，也會造成邏輯誤判，因此電源的設計要求帶寬寬和紋波電壓小。
2 高速數字信號處理器電源設計研究
圖1是高速數字信號處理系統設計框圖。DSP_A和DSP_B是并行系統的運算核心模塊，主要完成并行算法的復雜運算；數據的輸入通道有條：GPIO口、SFP光纖接頭和SATA接頭，如果前端是A/D采集模塊，通常使用PM1和PM2用作數據輸入通道。FPGA是系統的數據交換中心，負責控制兩個DSP數據的輸入輸出與數據預處理，系統結構設計適合數據流流水處理方式，又適合并行分布式處理，同時支持擴展多個處理板。
目前直流穩壓電源根據調整管的工作狀態來分主要有兩種，一種是線性穩壓電源，一種是開關穩壓電源。線性直流穩壓電源調整管工作在線性狀態下，調整管可以看成是一個連續可變的電阻，當輸出電壓偏離了設定電壓時，反饋回路便調整管子的電阻，使得輸出電壓維持在一個穩定電壓值上，而不會受到負載變動的影響。線性電源的輸出電壓比輸入電壓低，具有反應速度快、輸出紋波小、工作噪聲低的特點，但是效率比較低，而且發熱量大，會間接增加系統的熱噪聲，因此線性電源比較適合小電流、輸入輸出壓差小的應用場合。
開關電源的調整管不是工作在線性狀態下，而是工作在飽和態和截止態。開關電源常用脈沖方式控制調整管的開關狀態，調整方式有脈寬調制和頻率調制兩種，脈寬調制方式控制調整管的脈沖信號頻率不變，通過調節脈沖信號的脈寬來維持輸出電壓的穩定。頻率調制方式主要是通過改變脈沖信號的頻率來維持輸出電壓穩定。直流開關電源效率遠比線性電源高，通常達到70%以上，具有發熱量少，穩壓范圍寬、穩壓精度高的特點，已被廣泛應用于各種電子設備。系統設計大電流工作電壓采用開關電源提供[2][3]。
FPGA的中的RocketIO MGT收發模塊和PCI-E都有高速的差分收發器，兩者對電源的噪聲非常敏感，因此在實際設計中采用了線性穩壓設計，以期降低電源噪聲（紋波）所帶來的影響。利用3.3V作為輸入，經過UC385-ADJ分別產生MGT1.2V、MGT1.5V和MGT2.5V 3組專門用于RocketIO MGT模塊的低噪聲電源。FPGA配置芯片的核電壓1.8V所需電流較小，因此采用線性穩壓芯片AMS1117-18實現，以減少占用PCB面積。圖2是系統的電源結構圖。
ADSP-T201有嚴格的上電順序，VDDCORE可以先于VDDDRAM和VDDIO上電，也可以后于VDDDRAM和VDDIO上電，但VDDDRAM必須要在VDDIO上電之后才能供電，所以必須設計上電順序控制電路，圖3為本設計采用的上電順序控制電路。由于內部有上電保護鎖存器，外設的電壓必須要在VDDIO上電后才可以供電，系統設計上電順序依次是1.2V、2.5V、3.3V，VDDDRAM所需的1.6V電壓由3.3V經過UC385-ADJ穩壓所得。
除了提供穩定的電壓外，系統設計需要在各個芯片的每個電源腳盡可能放置一個退耦電容，對于普通的邏輯芯片，采用10～100nF的陶瓷電容，對于DSP、FPGA和PCI-E接口控制器每個電源引腳需要在盡可能靠近引腳的地方混合使用1nF和10nF的陶瓷電容放置。而對于DSP的鎖相環邏輯電源引腳、PCI-E接口控制器的鎖相環電源引腳以及FPGA的RocketIO MGT模塊的各個電源引腳要加上一個LC濾波器，以減少噪聲的影響。
3 系統電源需求分析 [22，24，32，36]
電源設計首先要估算板上器件所需要消耗的電流，按照最大功率并且保持20%的功率裕度原則設計。板上功耗較大的器件有DSP、FPGA、PCI-E接口控制器。
ADSP-TS201正常工作需要3組電源分別給核心電壓、鎖相環、片上DRAM和IO口供電，工作電流會隨著頻率的提高而線性增加，也會隨著環境溫度升高而增加。 DSP工作電流主要由靜態電流和動態電流兩部分構成，其1.2V核心電壓VDD的電流消耗可以表示為：
[IDD=IDD-DYNAMIC+IDD-STATIC+IDD-ANALOG] （1）
[IDD-DYNAMIC]為核心動態電流，最大值達4.381A，[IDD-STATIC]為靜態電流，最大值為320mA，[IDD-ANALOG]為DSP鎖相環電路邏輯所需電流，大小為55mA。根據公式（1）可以計算到單個DSP的[IDD]電流最大值為4.756A 。DSP片上DRAM所需的電流相對較小，在600MHz主頻下工作時，IDD_DRAM典型值為280mA，最大值為430mA，因此得IDD_DRAM（max）為430mA。
DSP的IO電流IDD_IO由外部總線接口電流IDD_IO_EP和高速鏈路口電流IDD_IO_LINK兩部分構成。外部總線接口電流IDD_IO_EP是總線接口靜態電流和動態電流之和，其中總線接口靜態電流為7mA，動態電流與總線工作頻率有關，當總線工作時鐘為100MHz時動態電流大小為38mA，因此得外部總線接口電流的最大值為IDD_IO_EP（max）為45mA。同樣的高速鏈路口電流IDD_IO_LINK也是動態電流與靜態電流之和，鏈路口的靜態電流為53mA，動態電流與傳輸模式和頻率有關，當DSP四個鏈路口都工作在600MHz時鐘頻率下以4bit模式傳輸時，動態電流為165mA，因此得高速鏈路口電流的最大值IDD_IO_LINK（max） 為218mA。所以DSP的IO電流的最大值IDD_IO（max） 是IDD_IO_EP（max）與 IDD_IO_LINK（max）之和為263mA。而FPGA的工作電流也是會隨著核心頻率提高而工作電流增大，并且隨著片上邏輯資源的使用率的增大而線性增加，XC4VFX60內核最大電流[IDD-INT（max）]為5.5A，所有SelectIO 的BANK最大工作電流[IDD-O（max）]為4A，輔助電壓工作電流[IDD-AUX]為0.3A，由公式（2）可以推算FPGA的最大功耗為17.35W。
表中DSP與FPGA可以共享一個1.2V穩壓電源作各自的核心電源和鎖相環電源， DSP的IO電源、PCI-E接口的本地總線核心邏輯電壓（VDD2.5）和FPGA輔助電源及部分IO電源可以共享一個2.5V的穩壓電源，FPGA部分IO口電源和板上其他芯片共享一組3.3V的穩壓電源。DSP的片上存儲器電源VDDDRAM需要獨立提供1.6V電壓。根據SDRAM模組和板上其他芯片大概估算3.3V電源也需要有5A以上的電流。
4 系統電源測試總結
測試的目的主要是驗證設計的系統電源的性能是否符合設計要求，是否滿足各個高速處理模塊的供電需求。各組電源電壓用萬用表測試結果如表2。
表2 電源電壓測試結果
[標稱值＼&實際值＼&1.2V（CPU和FPGA核電壓）＼&1.170V＼&1.5V＼&1.503V＼&1.6V＼&1.612V＼&1.8V＼&1.791V＼&2.5V（CPU和FPGA IO電壓）＼&2.493V＼&3.3V＼&3.295V＼&1.2V（RocketIO MGT模塊）＼&1.210V＼&1.5V（RocketIO MGT模塊）＼&1.503V＼&2.5V（RocketIO MGT模塊）＼&2.504V＼&]
測試數據表明，各路電壓輸出誤差不超過標稱電壓的±5%， 均符合各個芯片的工作電壓要求，利用示波器在限制20MHz帶寬的條件下，圖4用交流耦合測試的各路開關電源模塊（PTH08T210W）輸出紋波電壓峰峰值（VPP）為27mV，圖5線性穩壓器AMS1117紋波電壓峰峰值為12.5mV，低壓差線性穩壓器UC385-ADJ各路輸出的紋波電壓峰峰值不超過14mV。值得注意的是UC385-ADJ的輸出電容不可不接，而且必須要接100uF以上的鉭電容或者固體電容才能穩定工作。
5 結論
本文提出了高速數字信號處理器電源設計的基本方法，分析了DSP+FPGA信號處理板的系統電源需求，經測試該電源設計符合高速數字信號處理器的供電需求。實際應用驗證也表明該電源系統帶寬寬和紋波電壓小，電壓輸出具有高穩定性的特點。
參考文獻：
[1] 劉書明，羅勇江.ADSP TS201XS系列DSP原理與應用設計[M].北京：電子工業出版社，2007.
電源紋波測試方法范文第3篇
【關鍵詞】列車電源；供電系統；車載視頻監控
1.引言
由于列車的特殊環境關系，許多用電設備正是因為電源部分的原因無法在列車上正常工作，車載監控儀雖然有著寬電壓輸入但是由于輸入電壓低也無法工作。針對此種情形，必須用可靠的系統來完成電源的轉換管理工作。本文提供的電源的系統主要用于列車車載視頻監控，對于其它類似的產品設備也有一定的適用性。
國內列車都采用DC110v輔助供電系統(如圖1所示)為列車上的設備供電，該供電系統同時用于對蓄電池進行充電。國內自行研制開發的電力機車和內燃機車的蓄電池是列車的輔助供電系統的主要組成部分，機車沒有從電網取電前，采用蓄電池為機車輔助回路供電，完成各種輔助回路機構的動作，如控制和保護裝置的運行[1]。由于供電系統的復雜性，列車上的用電設備多，電路復雜，所以對電設備對可靠性、穩定性要求比較高，因此設別的電源系統必須提供穩定、可靠的電壓、電流。
2.設計原理
視頻監控儀從列車輔助供電系統取電經過處理后給電源模塊VI-JT1供電，該模塊輸出穩定的12V電源。12V電源分為兩部分，一部分供給車載的攝像頭，另外一部分供給主板。主板上的12V經過變壓處理后得到可以的到5V電源，用于供給一部分芯片和經過變壓處理后可以得到3.3V、1.8V、1.2V的電壓后給主板上各個芯片進行供電(如圖2所示)。
在電力機車上，供電品質比較差，表現在兩個方面：電力機車供電電網電壓波動大，氣額定電壓為單相交流25kv，而實際電壓在18-31kv范圍波動；電網電壓有機車內變壓器降至單相交流220V，相應的波動范圍為160v-270v。220v的交流電經過降壓整流處理后為110V直流電源，該直流電源的波動范圍70v-160v。列車的供電并不是持續的，當列車由一個供電區域到另一供電區域之間，期間可能會有數秒種的中斷供電。該期間的供電是由列車內的蓄電池進行供電，而蓄電池的的空載電壓為104V(52只鉛酸蓄電池)[3]。多數用電設備無法在這樣的用電環境下工作。
本文介紹的系統包含兩級對電源的穩壓處理，經試驗前一級可以穩住60V-160V的電壓穩定的輸出12V的電源，后一級的輸入電壓范圍是8V-60V。
3.前級穩壓
如圖3所示為前一級穩壓電路。核心部件為美國VICOR電源模塊VI-JT1，該模塊的主要功能是隔離輸入與輸出的電壓，完成DC110V向12V的轉換。為了保護電路的安全，瞬態電壓抑制管D1用于吸收110V電網超過440V左右的50ms的瞬態高電壓以保護后續電路的不受高壓沖擊。對于低于440V左右的電壓后續電路必須進行處理以達到VI-JT1轉化模塊規定的電壓。穩壓管D2，D9會在電源電壓低于440V高于175V的情況下被擊穿，此時D2的兩端電壓為160V而D9的電壓為15V，分壓電阻R1和R2會承擔剩余的的電壓。由于PCB設計采用的是貼片電阻，對于R1以及R2的功耗要小于該封裝的最大功耗以保證電路的正常工作。穩壓管D9于電阻R3并聯使用，根據歐姆定律可知經過R3的電流為15ma，功率場效晶體管Q2導通。穩壓管D10的兩端電壓為160V，其余的電壓分壓到電阻R4上，進行限流以免燒毀穩壓管與場效晶體管。由于穩壓管D10的導通致使功率場效應管漏極與柵極產生電壓差，從而使Q1導通。Q1的源極與柵極有一定的壓差，高速開關二極管D5、D4導通，對電容C1、CE1及CE2進行充電，同時對VI-JT1模塊供電。如果電壓低于175V不足以讓Q1導通時，CE1、CE2的電壓為兩端電壓為400V，可讓D5、D4、D10導通，此時Q1可以導通對模塊開始進行供電。電容C1控制模塊的輸出端。由于采用了自舉升壓電路，導致模塊的前級電路出現高頻電源信號，濾波電容C2、C3、C4、C5用于濾掉此過程中的高頻雜散波。經過一系列的處理后電源模塊輸出的12V可經過電解電容CE3、CE4濾波、退耦后供給用電設備。
視頻頻監控的攝像頭需要在夜間工作，因此必須有足夠的功率保證紅外燈正常工作，尤其是在列車上需要高功率的滿足其可視距離的要求。視頻監控器的主板理論上至少需要10W的功率來保證正常的工作需要。由于模塊可提供90W的功率，完全可滿足日常的用電設備。
4.后級穩壓
接入主板的電源給車載視頻監控的整個系統進行供電，該電源經過圖4所示的電路再次進行降壓穩壓。該電路的降壓主要是由款分為同步降壓控制器LM5116完成，可以輸入的電壓為7-100V，本電路設計輸入為7-60V以適應惡劣換的電源環境。本系統設計了兩路降壓穩壓電路，一路輸出電壓為5V，另外一路的輸出電壓為12V。
4.1 5V、12V輸出電路
以輸出電壓為5V為例，該降壓電路最大負載電流為2A，開關頻率為250kHz。其中定時電阻RT用于設置振蕩器的開關頻率，該設計中采用250kHz的開關頻率同時滿足了小體積以及高效能。
輸出電感的計算是通過開關頻率(fsw)、脈沖電流(Ipp)、最入電壓(VIN(MAX))以及輸出電壓值得到的：
電流大小的限制是通過設置電流檢測電阻(Rs)，。對于5V的輸出，其最大的電流檢測電阻是在最小的電壓輸入測得的。
所以：
對于該電路中的斜波電容的計算是依賴于電感和檢測電阻的值，其仿真的斜波電容值是：
其中L的值是輸出電感，gm斜波發生因子，A是電流電流檢測放大增益。紋波電流是電流中的高次諧波成分，會帶來電流或電壓幅值的變化，可能導致擊穿，由于是交流成分，會在電容上發生耗散，如果電流的紋波成分過大，超過了電容的最大容許紋波電流，會導致電容燒毀。輸出電容可以是電感紋波電流變的平滑同時也可以提供一個瞬態的工作電源。對于本設計選用了5個100的陶瓷電容陶瓷電容可提供等效串聯電阻，但是明顯的減少了DC的偏置電容。等效串聯電阻在250kHz時是2/5=0.4，在5V的時候可以減少36%的電容。輸出紋波電壓的計算如下：
該穩壓電源有一個很大的源阻抗在較高的開關頻率，當VIN引腳提供了大部分開關電流時，高質量的輸入電容可以限制在VIN引腳上紋波電壓。當模塊開始工作，流入降壓模塊的電流轉化為電感電流波形的波谷，然后迅速的上升到波峰后，然后下降到零。輸入電容應該的選擇必須滿足有效的電流和最小紋波電壓。
最好的逼近所需要的紋波電流的額定功率是IRMS>IOUT/2。選用高質量低等效串聯電阻的陶瓷電容進行對輸入電壓進行濾波。輸入紋波電壓的接近于：
各項參數的設置即可以影響到輸出電壓，以上參數的選擇可為后續電路提供穩定的5V電壓。對于輸出電壓為12V的電路采取了類似于本級電路，只是在元器件的參數上有所區別。該12V也可以獨立給模擬攝像頭獨立供電也可以并聯與上一級12V電路同時給攝像頭供電。
4.2 3.3、1.8、1.2輸出電路
經過以上步驟的整流穩壓后系統給新華龍的C8051單片機進行供電，以對整個系統電源進行管理。C8051從供電一直處于運行狀態，將完成接收遙控器的指示進行開機、關機，對Hi3512主控芯片進行復位等功能。C8051控制的電源使能端口高電平有效，后續的整流降壓
芯片開始工作。本是設計采用的同步整流降壓穩壓芯片MP1482，集成輸入電壓定從4.75v到18v下降到了輸出電壓低至0.923v供應高達2A的負載電流，最高有93%的轉換效率。其中3.3V的降壓電路如圖5所示。MP1482的反饋電壓跟參考電壓比較好得到COMP端電壓，COMP端電壓決定了上管分支電流以及占空比，而占空比控制輸入電壓變化，從而達到負反饋控制目的。輸入電壓的設置是通過在電壓輸出端到FB引腳間加一個分壓電阻。電壓分頻器的輸出電壓降至反饋電壓的比例是：
，其中是反饋電壓是輸出電壓。所以輸出電壓為。在輸入電源是開關電源的情況下，電流的恒定輸出是依賴于電感的使用。使用較大的電感可以使紋波電流變小，同時也將獲得較低的輸出紋波電流，但卻有著更大的等效串聯電阻更低的飽和電流。因此電感的值是：
其中是開關頻率，是電感峰值紋波電流。該3.3V為主控芯片以及4路模擬轉換芯片TW2835等提供電壓，以供主板正常工作。本設計中的整流壓至1.8V的電路同樣用MP1482進行降壓，只是根據實際需要進行參數調整即可穩定的輸出1.8V的電壓，該電壓是為Hi3512芯片以及TW2835芯片提供1.8V的核心電壓。
由于Hi3512芯片正常工作同時需要3.3V、1.8V、1.2V的電源，因此本設計為了滿足供電要求(如圖4、圖5所示)，采用了MP2104芯片穩壓。該芯片是1.7MHz固定頻率PWM降壓穩壓器，有95%的最高轉換效率，2.5V到6V的寬電壓輸入，最低輸出電壓為0.6V。輸入電壓的值可根據外部電阻分壓器來設定。反饋電阻R271以及內部補償電容用來決定了反饋環路帶寬。輸出電壓。對于大多數設計電感的計算是通過以下公式計算：
其中：是電感紋波電流，設計的電感紋波電流接近最大負載電流的30%。所以電感的最大峰值電流是：
本設計提供的電源系統經過實際的實驗、測試與應用均滿足各項要求，可以穩定的輸入5V、3.3V、1.8V、1.2V的電壓，保證列車車載視頻監控的正常運行
5.總結
本文提供了一種切實可行的降壓整流方案。該方案適用不僅適用列車上極其復雜惡劣的環境，也同樣滿足于各種載運車輛上對電壓嚴格需求，有著寬范圍的輸入電壓，穩定高負載的輸出電壓。第二級的整流穩壓電路可單獨使用，同樣可滿足車輛上的寬電壓輸入要求。盡管各種車輛的輸入電壓有12V與24V兩個模式，以及在起車輛起步階段電壓可能低至7V左右，在充電時電壓會出現不穩定情況，本設計均可以滿足，為車載的嵌入式設備提供一個穩定可靠的電源環境。
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電源紋波測試方法范文第4篇
關鍵詞：變壓；整流濾波；穩壓；
中圖分類號：S611 文獻標識碼： A
1、引言
直流穩壓電源是電子技術常用的設備之一,廣泛的應用于教學、科研等領域。傳統的直流穩壓電源功能簡單、難控制、可靠性低、干擾大、精度低且體積大、復雜度高。普通直流穩壓電源品種很多, 但均存在以下問題: 當輸出電壓需要精確輸出, 或需要在一個小范圍內改變時(如1. 05～ 1. 07V ) ,困難就較大。二是穩壓方式均是采用串聯型穩壓電路, 對過載進行限流或截流型保護, 電路構成復雜,穩壓精度也不高。
傳統的直流穩壓電源通常采用電位器和波段開關來實現電壓的調節,并由電壓表指示電壓值的大小. 因此,電壓的調整精度不高,讀數欠直觀,電位器也易磨損.而基于單片機控制的直流穩壓電源能較好地解決以上傳統穩壓電源的不足。隨著科學技術的不斷發展,特別是計算機技術的突飛猛進,現代工業應用的工控產品均需要有低紋波、寬調整范圍的高壓電源,特別是在一些高能物理領域,急需電腦或單片機控制的低紋波、寬調整范圍的電源。
從上世紀九十年代末起，隨著對系統更高效率和更低功耗的需求，電信與數據通訊設備的技術更新推動電源行業中直流/直流電源轉換器向更高靈活性和智能化方向發展。在80年代的第一代分布式供電系統開始轉向到20世紀末更為先進的第四代分布式供電結構以及中間母線結構，直流/直流電源行業正面臨著新的挑戰，即如何在現有系統加入嵌入式電源智能系統和數字控制。
在家用電器和其他各類電子設備中，通常都需要電壓穩定的直流電源供電。但在實際生活中，都是由220V 的交流電網供電。這就需要通過變壓、整流、濾波、穩壓電路將交流電轉換成穩定的直流電。濾波器用于濾去整流輸出電壓中的紋波，一般傳統電路由濾波扼流圈和電容器組成，若由晶體管濾波器來替代，則可縮小直流電源的體積，減輕其重量，且晶體管濾波直流電源不需直流穩壓器就能用作家用電器的電源，這既降低了家用電器的成本，又縮小了其體積，使家用電器小型化。
2、方案論證與比較：
方案一: 采用單級開關電源，由220V交流整流后，經開關電源穩壓輸出。但此方案所產生的直流電壓紋波大，在其后的幾級電路中很難加以抑制，很有可能造成設計的失敗與技術參數的超標。
方案二：并聯式穩壓電源，電路簡便易行，所用元器件相對較少，當負載電流恒定時穩定性相對較好，其突出優點就是可承受輸出短路。但是效率低于串聯式穩壓電源，輸出電壓調節范圍較小，尤其是在小電流時調整管需承受很大的電流，損耗過大，因而不能采用。
方案三：串聯式穩壓電源，利用可調的三端式集成穩壓器先提供穩壓電壓和小電流，再通過三極管擴流的方式使之提供大功率。由于集成穩壓器通常內部已有各種保護電路，輔助電路就可以簡化。其次想采用經典的分立式元件形式，因為在理論課及實驗室中看到的大多是這種電源，并且具體電路形式很豐富，可借鑒的結構也較多。
比較以上幾種方案，決定采用方案三，即經典的串聯式穩壓電源，穩扎穩打，力爭做好。
3、硬件電路的組成與設計
直流穩壓電源一般由電源變壓器、整流濾波電路及穩壓電路所組成。
我國電網供電電壓交流220V(有效值)50Hz，要獲得低壓直流輸出，首先必須采用電源變壓器將電網電壓降低獲得所需要交流電壓。降壓后的交流電壓，通過整流電路變成單向直流電，但其幅度變化大（即脈動大）。脈動大的直流電壓須經過濾波電路變成平滑，脈動小的直流電，即將交流成份濾掉，保留其直流成份。濾波后的直流電壓，再通過穩壓電路穩壓，便可得到基本不受外界影響的穩定直流電壓輸出，供給負載RL。
3.1電源變壓器
電源變壓器的作用是將來自電網的220V交流電壓變換為整流電路所需要的交流電壓。
本設計方案所需要用到的降壓變壓器是將電網交流電壓220V變換成復合需要的交流電壓，此交流電壓經過整流后可獲得后級電路所需要的直流電壓12V。
由于所需的直流電壓比起電網的交流電壓在數值上相差較大，考慮到穩壓部分中的集成穩壓器須在輸入電壓≥10V 時才能使輸出電壓為0.7V～9V。所以，降壓后的電壓設為10V～12V，才能達到要求輸出的電壓為0V～10V，即該部分電路采用變壓器把220V交流市電變為約10V 的低壓交流電，作為電源的輸入電壓。變壓器原輔線圈的匝數比為：
N1/N2 = U1/U2 = 220V/10V≈22/1
電路中的保險絲可起到保護電源的作用，當電流大于0.5A 時，保險絲熔斷，從而防止電源燒壞。電源變壓器的效率為：
其中：是變壓器副邊的功率，是變壓器原邊的功率。
一般小型變壓器的效率如表1所示，因此，當算出了副邊功率后，就可以根據下表算出原邊功率。
表1小型變壓器的效率
3.2整流濾波電路
整流電路將交流電壓變換成脈動的直流電壓。再經濾波電路濾除較大的紋波成分，輸出紋波較小的直流電壓。常用的整流濾波電路有全波整流濾波、橋式整流濾波等。
如圖所示，在本設計中采用四個二極管組成橋式整流電路，利用單相橋式整流電路把方向和大小都大小都變化的50Hz的交流電變換為方向不變但大小仍有脈動的直流電。其優點是電壓較高,紋波電壓較小,整流二極管所承受的最大反向交流電流流過,變壓器的利用率高。濾波電路：利用儲能元件-電容C兩端的電壓不能突變的性質,采用RC濾波電路將整流電路輸出的脈動成分大部分濾除,得到比較平滑的直流電。
圖2橋式整流橋電路
直流電壓與交流電壓的有效值間的關系為：
在整流電路中，每只二極管所承受的最大反向電壓為：
流過每只二極管的平均電流為：
其中：R為整流濾波電路的負載電阻，它為電容C提供放電通路，放電時間常數RC應滿足：
其中：T = ms是50Hz交流電壓的周20期。
3.3穩壓電源電路
三端穩壓器各項性能指標的測試
輸入電壓u2受負載和溫度發生變化到影響而發生波動時，濾波電路輸出的直流電壓VI會隨著變化。因此，為了維持輸出電壓VI穩定不變，需要對電壓進行穩壓。穩壓電路的作用是當外界因素（電網電壓、負載、環境溫度）發生變化時，能使輸出直流電壓不受影響，而維持穩定的電壓輸出。穩壓電路一般采用集成穩壓器和一些元件所組成。采用集成穩壓器設計的穩壓電源具有性能穩定、結構簡單等優點。
三端穩壓器的引腳及其應用電路見附錄圖3。
7806為三端式集成穩壓器，這種集成穩壓器的輸出電壓是固定的，在使用中不能進行調整。W78系列三端穩壓器輸出正極性電壓，一般有：5V、6V、8V、9V、10V、12V、15V、18V、24V，輸出電流最大可達1.5A（加散熱片）。若要求輸出負電壓，可選用W79系列穩壓器。圖3是7806的外型和三個引出端，其中：
1―輸入端（不穩定直流電壓輸入端）；
2―輸出端（穩定直流電壓輸出端）；
3―公共端；
圖3三端式集成穩壓器
它的主要參數有：輸出直流電壓Uo=6±5%；最大輸入電壓Uimax=35V； 電壓最大調整率Su=50mV；靜態工作電流Io=6mA； 最大輸出電流Iomax=1.5A；輸出電壓溫漂ST=0.6mV/oC。
3.4穩壓系數的測量(調節輸出電壓為5V時)
按圖所示連接電路， 在u1=220V時，測出穩壓電源的輸出電壓Vo，應改變電源電壓上升和下降10%，分別測量穩壓電源的輸出電壓VO，RL=100Ω。在實驗室調節交流不太方便時,可采用變壓器的次級變換的方法,如①②腳電壓為18V,測量一次,記下VO1.再更換到③①腳測量一次VO2, 將測量的結果填入表5中。則穩壓系數為：
SV=(ΔVO/VO)/(Δu1/u1)
表2
3.5輸出內阻的測量(調節輸出電壓為5V時)
按圖4所示連接電路，保持穩壓電源的輸入電壓不變 ，在不接負載RL時測出開路電壓Vo1，此時Io1=0，然后接上負載RL，測出輸出電壓Vo2和輸出電流Io2，測量結果填入表3中。則輸出電阻為：
RO=-(VO1-VO2)/(IO1-IO2)=(VO1-VO2)/IO2
表3
3.6紋波電壓的測量(調節輸出電壓為6V時)
用示波器觀察Vo的紋波峰峰值，（此時Y通道輸入信號采用交流耦合AC），測量Vop-p的值（約幾mV）。
4、直流電源系統原理圖
電源紋波測試方法范文第5篇
【關鍵詞】開關電源;容性負載;電源設計;DC-DC
隨著電子技術的高速發展，電子設備的小型化和低成本化使電源向輕、薄、小和高效率方向發展。開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源。其中，應用最廣泛的就是DC-DC開關電源。
在DC-DC開關電源的應用中，輸出負載端外接電容能起到濾波、抑制干擾的作用，在某些大容性負載動態跳變的設備中，要求電源輸出端有快速響應，這就要求開關電源有較強的帶容性負載的能力，并且有好的穩定性能。
1.開關電源負載響應速度分析
開關電源的瞬態特性一般包括了它的電壓調整特性和負載調整特性。電壓調整特性指開關電源對輸入電壓變化的瞬態響應，負載調整特性指開關電源對負載電流變化的瞬態響應。在采用電流控制的開關電源系統中，輸入電壓的變化會使得電感電流立即發生變化，從而改變輸出電壓，而不需要像電壓控制系統中通過電壓環路的調節改變輸出電壓，因此峰值電流控制系統對輸入電壓變化的瞬態響應能力好，恢復時間短，線性調整能力好。
圖1 輸出變化圖
如圖1所示為負載變化所引起的輸出VOUT的變化，其中1階段V1為輸出濾波電容C的等效串聯電感ESL所引起;2階段V2由電容C的等效串聯電阻ESR決定;3階段中電壓呈反向上升，同樣是由ESL決定，其值為V1;第4階段是由于負載突然增大，而電感電流需要滿足新的要求，所出現的電容C放電所引起。其中V1與V2分別表示如下：
V1=（I2-I1）/Trise?ESL V2=I2-I1?ESR
在忽略電容電壓紋波，及電感電流紋波的情況下，我們可以簡單計算4階段所下降的電壓VC4。其中I=I1-I2，m1=（Vout-Vin）//L，根據電荷守恒定律，可得：
VC4=I2/（2m1C）
優化負載躍變響應可以從下面幾個方面著手：
（1）根據VC4的關系式，可知增加輸出濾波電容C，或減小電感L，這樣能減小vC4的下陷或超調值。然而，過大的電容會占更大面積，而小電感L會引起更大的紋波電流和輸出紋波電壓。
（2）根據VC4，增加誤差放大器的轉換率。當負載發生躍變時，誤差放大器輸出也要滿足于新的要求，若轉換率低，則電感電流需要在誤差放大器輸出滿足負載要求時，才滿足要求，這樣對電容將會注入或失去更多的電荷。
（3）進行環路補償。由于電流模式的易補償特性，設計時可以在反饋節點通過加入電阻電容，以引入極點零點對，調整補償值的大小可以獲得更好的響應速度，但同時應保持環路的穩定。
（4）對系統結構進行優化，通過減小系統結構上的時延或者增大系統的直流增益均可以改善系統的響應速度。
2.電源輸出容性負載調試
在實際設計和應用中，開關電源輸出容性負載能力由以下兩種要求來調試和測試：
2.1 電源穩定工作，僅負載由空載到滿載跳變，輸出電壓穩定
當模塊正常工作時，DC/DC開關電源可以等效為電壓源，其輸出簡化后的等效電路圖分別如圖2所示。其中，U是輸出電壓，Rs是等效內阻，RL是輸出負載電阻，C是輸出電容，R=（RS?RL）/（RS+RL）。
圖2 簡化等效電路
可以得出：
由上述計算，可以看出電容電壓VC是按指數規律不斷上升，要使輸出電壓更快更穩定的建立，電源輸出內阻要小，一般通過高增益、快速響應的輸出穩壓反饋環路，可以實現性能的改善和提高。但由于存在輸出電感的儲能，電壓反饋和前端峰值電流控制的作用，電容電壓并不完全是由零開始上升的指數波形。輸出電壓的穩定過程中，一方面由輸出濾波電感的儲能來逐步補充，另一方面由反饋環控制電路原邊快速輸出更大功率。
輸出電感的取值一般由電流紋波系數幾和電源的空載特性來確定，為了避免容性跳變輸出電壓過大的下沖，使控制電路達到極限，電感的取值要大于又的理論值計算所得數值，但同時也要考慮輸出失載時的電壓上沖幅度，所以輸出電感也不能太大，大的電感一般不易制作、成本較高，所以電感的實際取值可以用實驗的方法得到。
由實驗得出輸出電感大的模塊帶的容性負載大，電感儲能有助于輸出電壓的穩定，限流保護電路工作時間短，但響應時間會相應長一些。
2.2 模塊帶輸出電容啟動，輸出電壓穩定
當模塊帶大電容啟動時，需對電容迅速充電，以維持輸出電壓穩定，啟動瞬間會產生一個大的電流。啟動過程中大電流持續時間太長，模塊控制芯片的保護功能就會達到極限，會出現啟動不良現象即輸出電壓不能正常建立;另外，容性負載的大小直接影響輸出電壓的上升時間，在有嚴格輸出電壓上升時間要求的環境中就會出現應用故障。
一般自饋電源的輸出電壓和供電電壓是正比關系，在輸出達到正常電壓之前，芯片VCC無法滿足供電要求。因此啟動電路的供電方式和VCC電容的儲能也是決定容性負載能力的重要因素。
3.結束語
一般開關電源都可帶相當容性的負載，但考慮到電源的過流保護能力，尤其是輸出短路保護，容性負載能力不可能太大，否則保護能力變差。
對于多路輸出的模塊所帶容在開關電源的設計過程中，要充分理解并實現客戶負載使用的特殊要求，必須分析開關電源容性負載能力的兩種不同狀態要求。
參考文獻
